Цифровые интегральные микросхемы

Цифровые интегральные микросхемы

Строится таблица состояний счетчика. Для рассматриваемого примера возьмем таблицу 13.

Составляются карты Карно для функций переходов триггеров каждого разряда. Карта переходов строится по таблице состояний и отображает переход триггера Qin > Qin+1 в каждом такте в зависимости от состояний остальных триггеров в такте n (рис. 41).

Например, первой строке табл. 13 соответствует левая верхняя клетка карт переходов. Так как при поступлении первой единицы в счетчик Q1 должен перейти из нулевого состояния в единичное, а Q2 и Q3 должны сохранить состояние нуля, в указанную клетку карты переходов для Q1 следует поставить 01, а в картах для Q2 и Q3 поставить 00 и т.д.

Выбирается тип триггера, например, JK-триггер, для построения счетчика. Используя матрицу переходов JK-триггера, для каждого входа триггера составляются карты Карно, в клетках которых проставляются сигналы, необходимые для обеспечения переходов триггеров, указанных в одноименных клетках карт функций переходов (рис. 42).

Например, для переходов 01 JK-триггера согласно его матрице переходов необходимо подать сигнал J = 1, а сигнал на входе K может быть любым (* - звездочка), поэтому в верхнюю левую клетку карты Карно для J1 проставляют единицу, а для K1 - звездочку и т.д.

5. Проводится минимизация логических функций входов в картах Карно с целью получения их аналитических представлений, показывающих связи между входами и выходами всех триггеров, составляющих счетчик.

В процессе минимизации производится доопределения функций там, где это целесообразно, единицами в клетках со звездочками.

В результате получены следующие функции входов триггеров счетчика:

Строится электрическая схема счетчика, реализуя функции входов (рис. 43).

Рис. 43. Параллельный суммирующий двоичный счетчик с K сч. = 8

В качестве триггеров выбраны универсальные JK-триггеры (микросхема К155ТВ1), особенностью которых является наличие логики типа ЗИ на входах J и K и дополнительных R S входов с инверсным асинхронным управлением.

Вычитающий счетчик. Синтез вычитающего счетчика, работающего в соответствии с таблицей переходов обратной таблице 13, включает все рассмотренные выше процедуры и дает следующие функции входов:

J1 = K1 =1

J2 = K2 =

J3 = K3 = .

Таким образом, вычитающий счетчик отличается от суммирующего тем, что сигналы на входы J и K последующих триггеров необходимо подавать с инверсных выходов триггеров предшествующих разрядов. Так как исходное состояние вычитающего счетчика - единицы во всех разрядах, то организуется общая шина установки по -входам.

Реверсивный счетчик. Такой счетчик должен, в зависимости от сигналов управления, обеспечивать или режим суммирования, или режим вычитания входных сигналов.

Из сравнения функций входов, полученных ранее для суммирующего и вычитающего параллельных счетчиков с K сч. = 8, следует, что сами функции имеют один и тот же вид, только в случае вычитающего счетчика берутся инверсные значения переменных. Следовательно, реверсивный счетчик должен содержать схему управления, обеспечивающую подключение либо прямых, либо инверсных выходов ко входам последующих разрядов, в зависимости от сигналов управления направлением счета T.

Функция входов для реверсивного счетчика будет иметь вид:

K1 = J1 = 1,

J2 = K2 = TQ1 ,

J3 = K3 = TQ1 Q2,

а его схема представлена на рис. 44.

Рис. 44. Реверсивный двоичный параллельный счетчик с K сч. = 8

1. Определяем необходимое количество триггеров:

.

Округляем m до двух.

2. Находим число избыточных состояний:

22 - 3 = 1

3. Из числа возможных состояний счетчика исключим, например, состояние

Q1 = Q2 = 1

4. Строим таблицу переходов счетчика:

5. Составляем карты переходов триггеров счетчика, проставляя в клетках, соответствующим исключенным наборам, прочерк:

6. Выбираем тип триггеров (D-триггер). Используя матрицу переходов D-триггера и построенные карты переходов триггеров счетчика, строим карты функций входов триггеров:

Находим функции входов триггеров счетчика:

7. Строим схему счетчика (рис. 45):

Рис. 45. Параллельный недвоичный счетчик с K сч. = 3 на D-триггерах

Как видно из схемы, исключение из состояний счетчика двоичного числа 11 достигается подачей сигналов с инверсных выходов первого и второго разрядов на вход первого разряда.

При использовании в счетчике триггеров JK-типа функции входов имеют вид:

J1 =, J2 = Q1 , K1 = K2 = 1,

а его схема приведена на рис. 46:

Рис. 46. Параллельный недвоичный счетчик с K сч. = 3 на JK-триггерах

Двоично-десятичные счетчики. Двоично-десятичные счетчики имеют K сч. = 10. Их синтезируют на основе четырехразрядного счетчика, исключая N = 2m - K сч. = 24 - 10 = 6 избыточных состояний. Так как исключить можно любые 6 из 16 состояний, то общее число возможных схем построения таких счетчиков достигает приблизительно 76 106 .

В разных вариантах схем одному и тому же десятичному числу могут соответствовать различные кодовые комбинации, т. е. различные варианты счетчиков работают в различных двоично-десятичных кодах.

Особую форму составляют двоично-десятичные счетчики, работающие в самодополняющихся кодах, особенностью которых является соответствие обратных двоичных чисел обратным десятичным числам. Целесообразность такого соответствия очевидна, так как в ЭВМ операции вычитания заменяются операцией сложения кода уменьшаемого с обратным кодом вычитаемого. Примером такого самодополняющегося кода может быть следующий код:

Последовательность синтеза двоично-десятичных счетчиков не отличается от синтеза недвоичных счетчиков.

6.2 Цифровые регистры

Цифровыми регистрами называют устройства, предназначенные для хранения и преобразования многоразрядных двоичных чисел. Запоминающими элементами регистра являются триггеры, число которых равно разрядности хранимых чисел. Кроме триггеров регистры содержат также комбинационные схемы, предназначенные для ввода и вывода хранимых чисел, преобразования их кодов, сдвига кодов на то или иное число разрядов. Информация в регистрах хранится, как правило, в течение некоторого количества тактов

Различают параллельные регистры (регистры памяти), последовательные регистры (регистры сдвига), параллельно-последовательные регистры (например, ввод в параллельном коде, вывод - в последовательном и наоборот).

В регистрах памяти число вводится (выводится) за один такт, а в регистрах сдвига - за n тактов, где n - разрядность чисел.

По способу ввода-вывода регистры подразделяются на однофазные и парафазные. В однофазных ввод (и вывод) производится только в прямом или только в обратном коде, в парафазных возможен ввод и вывод как в прямом, так и в обратном кодах.

В параллельных регистрах можно производить поразрядные логические операции с хранимым числом и вновь вводимым. Вид логических операций зависит от типа триггеров, составляющих регистр, и комбинации сигналов управления.

Регистры сдвига применяются для преобразования последовательного кода в параллельный (и обратно), для умножения и деления многоразрядных чисел и т. д.

Изменение хранящейся информации (ввод новой информации) происходит после соответствующего изменения сигналов на входах A при поступлении определенного уровня (С = 0 или С = 1) или фронта синхросигналов. В качестве разрядов регистра памяти используются синхронизируемые D-триггеры, если информация поступает в виде однофазных сигналов, или RS-триггеры, если информация поступает в виде парафазных сигналов (рис. 48)

а б

Рис. 48. Регистры памяти: а - однофазный; б - парафазный

Предварительная очистка регистра производится с помощью асинхронных входов Rа установки триггеров в нулевое состояние.

После поступления m синхроимпульсов весь регистр оказывается заполненным разрядами числа А, и первый разряд числа (A0) появляется на выходе Q0 регистра. В течение последующих m синхроимпульсов производится последовательный поразрядный вывод из регистра записанного числа, после чего регистр оказывается полностью очищенным.

При синтезе последовательного регистра достаточно рассмотреть процесс передачи информации между (Pm - i)-м триггером и либо (Pm - i + 1)-м (при сдвиге вправо), либо (Pm - i - 1)-м триггером (при сдвиге влево).

Синтез достаточно просто осуществляется с применением методики, рассмотренной при синтезе параллельных счетчиков.

Сдвиговые регистры обычно реализуются на синхронных D-триггерах (рис. 50).

Рис. 51. Реверсивный сдвиговый регистр

При построении сдвиговых регистров обязательным является применение триггеров, синхронизируемых фронтом. В противном случае за время действия одного синхросигнала информация в регистре продвигается более чем на один разряд, т. е. нормальное функционирование регистра - сдвиг на один разряд за один такт - нарушается.

Функциональные возможности сдвигового регистра можно расширить, если его дополнить входами параллельной загрузки и выходами всех разрядов регистра для параллельной выдачи информации.

6.3 Генераторы числовых последовательностей

Последовательностные устройства этого типа называют также распределителями сигналов, так как последовательность двоичных чисел на их выходах используется для управления работой других цифровых узлов. Число состояний генератора называется длиной последовательности чисел Ln, которая равна количеству тактов, после которого последовательность чисел на выходе генератора повторяется.

По своей структуре генераторы чисел близки либо к счетчикам, либо к регистрам.

Генераторы на основе счетчиков. Любой счетчик можно считать генератором последовательности чисел, имеющей Ln = Kсч. Как правило, требуемое число разрядов генератора равно числу двоичных разрядов m в генерируемых числах. Если m > log2 Ln, то для уменьшения числа используемых триггеров структура генераторов изменяется. В этом случае генератор целесообразнее строить в виде счетчика с модулем счета Kс = Ln и подключенной к его выходам комбинационной схемой (КС), синтезирующей требуемые значения двоичных чисел последовательности.

В качестве примера рассмотрим генератор чисел 3 - 2 - 12 - 4. Так как Ln = 4, то за основу генератора можно взять двухразрядный счетчик с Kсч. = 4, который генерирует числа 0 - 1 - 2 - 3. Подключив к выходам счетчика КС, выполняющую преобразование кодов в соответствии с табл. 14, получим структуру генератора, образующего заданную последовательность чисел (рис. 52).

Рис. 52. Генератор числовой последовательности на основе счетчика с выходной комбинационной схемой

Временная диаграмма работы такого генератора приведена на рис. 53

Построив граф состояний (рис. 54), например, трехразрядного регистра со сдвигом вправо, показывающий все возможные переходы при вводе в первый разряд нуля или единицы, можно увидеть, что число реализуемых последовательностей чисел будет весьма значительно.

Рис. 54. Возможные графы переходов трехразрядного регистра

1. Составляется таблица переходов состояний разрядов регистра (табл. 15).

Таблица 15

2. Составляются карты Карно для переходов триггера первого разряда и его функции входов z0. Обычно, в сдвиговых регистрах используются D-триггеры, поэтому z0 = D0 (рис. 55)

Рис. 55. Карты Карно для триггера первого разряда

3. Находится значение функции D0:

.

4. Составление логической схемы генератора выполняется построением управляющей комбинационной схемы, реализующей функцию входов D0 , и ее подключением ко входу первого разряда сдвигового регистра (рис. 56)

Рис. 56. Логическая схема генератора последовательности на основе регистра

Синтезировав комбинационную схему с перестраиваемой структурой, можно получить ряд различных последовательностей от одного устройства.

Генераторы на основе регистров образуют только циклические последовательности чисел. Для реализации любых нециклических последовательностей требуется использование дополнительных комбинационных преобразователей кодов, включаемых на выходе генератора.

Порядок появления чисел в последовательности можно считать случайным, а повторение чисел происходит через 2m - 1 тактов, поэтому такие схемы называются генераторами псевдослучайных последовательностей. При увеличении m длина псевдослучайных последовательностей быстро возрастает, поэтому генераторы, имеющие m > 10, широко используются в цифровой аппаратуре для формирования множества тестовых сигналов, необходимых для контроля и диагностики неисправностей.

7. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ЗАПОМИНАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА

В цифровых системах используются внешние и внутренние запоминающие устройства (ЗУ). Внешние ЗУ до сих пор реализуют на магнитных лентах, магнитных и оптических дисках. Внутренние ЗУ в основном - полупроводниковые - предназначены для хранения промежуточных данных и программ обработки данных. Внутренние ЗУ делятся на оперативные ЗУ и постоянные ЗУ.

Оперативные запоминающие устройства (ОЗУ) характеризуются возможностью быстрого ввода/вывода (записи/считывания) информации в виде двоичных чисел в свою любую отдельную ячейку. Поэтому синонимом ОЗУ является память с произвольной выборкой (RAM-Random Access Memory).

Постоянные запоминающие устройства (ПЗУ) в отличие от ОЗУ используются в основном для считывания записанной в них информации. Запись же осуществляется либо «раз и навсегда», либо относительно редко. Этот класс ЗУ в зарубежной литературе называют ROM (Read-Only Memory - память только для считывания).

Существует также значительное количество ПЗУ с возможностью многократной записи в них информации - репрограммируемые ПЗУ.

7.1 Структура микросхем памяти

Полупроводниковые ОЗУ, ПЗУ состоят из двух основных частей: накопителя и схемы управления, или периферии. Накопитель - это основная часть ПЗУ, где хранятся данные (двоичные коды). Периферия предназначена для ввода и вывода этих данных. В нее входят дешифраторы, усилители, регистры, разного рода ключевые схемы, коммутаторы и другое.

Накопитель состоит из элементов памяти (ЭП), каждая из них хранит один бит информации. Основу ЭП составляют бистабильные ячейки, основным свойством которых является наличие двух устойчивых состояний - 0, 1.

На рис. 57 представлена типичная структура запоминающего устройства с матричной организацией.

Типовые временные диаграммы, иллюстрирующие работу микросхем памяти, приведены на рис. 58.

Рис. 58. Временные диаграммы работы микросхем памяти с произвольной выборкой

Адресные сигналы A и сигнал обычно устанавливаются на входах микросхемы до поступления сигнала .

Микросхемы, предназначенные только для считывания информации, не содержат узлов, отвечающих за ее запись.

Запоминающие устройства с произвольной выборкой служат для оперативного запоминания информации и способны хранить ее только при включенном питании. По принципу действия различают статические и динамические ОЗУ. Элементом памяти статических ОЗУ (SRAM) служат триггеры, которые могут быть реализованы по любой технологии. В динамических ОЗУ (DRAM) носителем информации является емкость между затвором МОП-транзистора и корпусом, которая может быть заряжена или разряжена.

7.2 Элементы памяти БИС ОЗУ, ПЗУ

Элементы памяти статистического ОЗУ. ЭП биполярного ОЗУ представляет собой асинхронный RS-триггер, построенный из двух логических элементов И-НЕ, выполненных на двух двухэмиттерных транзисторах.

ЭП подключен к двум разрядным линиям РЛ “0” и РЛ “1” и адресной линии АЛ. В зависимости от комбинации напряжений на этих линиях ЭП может работать в режимах хранения, записи и считывания информации.

Если, например, транзистор Т1 открыт, то низкий потенциал его коллектора подается на базу транзистора Т2 и поддерживает его закрытое состояние. Высокий потенциал коллектора закрытого Т2, в свою очередь, поддерживает открытое состояние транзистора Т1. В состоянии хранения по линии адреса АЛ поддерживается низкий потенциал.

Пусть ЭП хранит нуль 0, если Т2 закрыт, а Т1 - открыт. Тогда для записи единицы 1 необходимо одновременно подать высокие уровни в линии АЛ и РЛ “0” и низкий уровень в линию РЛ “1”. Тогда транзистор Т1 закрывается, а Т2 - открывается. Для считывания информации в адресную линию АЛ подается высокий уровень. При этом в транзисторе, находящемся в открытом состоянии, происходит перераспределение токов эмиттеров, и большая часть тока будет течь в разрядной линии РЛ “1”, если считывается 1, или в РЛ “0” - если считывается 0.

Биполярные SRAM обладают наивысшим быстродействием, однако по сравнению с SRAM, выполненными по МОП-технологиям, имеют значительно меньшую емкость и большее энергопотребление. Это объясняется тем, что МОП-транзистор занимает в несколько раз меньшую площадь на кристалле, чем биполярный, и потребляет меньший ток. Последние достижения МОП-технологий обеспечивают приближение МОП ЗУ по быстродействию к биполярным.

Наименьшим энергопотреблением отличаются ЗУ, выполненные на комплементарных МОП-транзисторах (КМОП-технология). В ЭП КМОП-типа транзисторы Т1 и Т2 имеют каналы p-типа, а транзисторы Т3 - Т6- каналы n-типа.

В результате потребляемая мощность в режиме хранения определяется токами утечки каналы n- и p-переходов. В режиме переключения требуется значительно бульшая мощность, так как при этом ток протекает через оба приоткрытых транзистора Т1, Т4 и Т2, Т5. Однако, расходуемая мощность КМОП ЗУ на порядок меньше, чем у биполярных.

Элемент памяти динамического ОЗУ. Накопитель занимает большую часть площади кристалла микросхем памяти, поэтому для увеличения их информационной емкости необходимо уменьшать размеры ЭП. Это достигается при использовании динамического способа хранения информации в виде заряда, накопленного на паразитной емкости. Обычно динамические ЭП реализуются на МДП-транзисторах, так как при этом обеспечивается достаточно длительное время хранения информации (приблизительно 10 миллисекунд) без ее регенерации.

Один из вариантов трех-транзисторного динамического ЭП с раздельными шинами для записи и считывания показан на рис. 61. Информация хранится в виде заряда емкости CЗ ? 0,1 пф. В процессе записи от РЛЗ при разрешающем высоком потенциале на АЛЗ через открытый транзистор Т2 заряжается емкость CЗ до потенциала РЛЗ, соответствующего U0 или U1. По окончании сигнала адреса на АЛЗ транзистор Т2 запирается и ЭП переходит в режим хранения информации.

Считывание информации производится на разрядной линии РЛсч, находящейся под высоким потенциалом U1, при подаче на адресную линию считывания АЛсч высокого потенциала, которым открывается транзистор Т3. Если ЭП находится в единичном состоянии (CЗ заряжена до потенциала до U1), то транзистор Т1 также будет открыт и потенциал разрядной линии снизится до потенциала U0. Если емкость CЗ была заряжена до потенциала U0, то транзистор Т1 будет находиться в закрытом состоянии и потенциал РЛсч останется неизменным, т. е. равным U1.

Чтобы избежать потери информации из-за уменьшения с течением времени заряда емкости CЗ, производится его периодическая регенерация (восстановление).

В режиме регенерации сигналы выборки подаются на обе адресные линии АЛсч и АЛЗ. Сигналы, считанные с выхода каждого ЭП выборкой строки, через усилители-регенераторы подаются на их входы, и восстанавливают потенциал емкости до первоначальной величины. Так одновременно производится регенерация информации в одной из строк накопителя.

Для выполнения полной регенерации необходимо на адресные входы последовательно подать адреса всех строк. Для большинства микросхем регенерацию необходимо производить с частотой порядка десятков-сотен герц.

Еще меньшую площадь на кристалле занимает однотранзисторный ЭП (рис. 62).

Хранение информации осуществляется на емкости CЗ, а транзистор Т1 выполняет роль ключа выборки, который открывается высоким потенциалом адресной линии АЛ. При записи в РЛ подается потенциал U0 или U1, в зависимости от поступающего на микросхему сигнала: DI = 1 или 0. Такой же потенциал устанавливается на емкости CЗ и сохраняется на ней после окончания выборки, когда транзистор Т1 закрыт. Сохранность информации при считывании обеспечивается усилителем-регенератором, который устанавливает в РЛ промежуточный опорный потенциал Uоп, значение которого U1 > Uоп > U0. Когда транзистор Т1 открывается сигналом АЛ, опорное напряжение увеличивается до Uсч0 (если CЗ заряжена до U0). Обычно , поэтому усилитель-регенератор усиливает считываемые сигналы Uсч0 и Uсч1 до заданного уровня и восстанавливает первоначальный заряд на CЗ.

Динамические микросхемы памяти обеспечивают наиболее высокую информационную емкость при достаточно хороших значениях других параметров. Однако, необходимость регенерации информации усложняет структуру ЗУ на их основе и требует дополнительных временных затрат. Современные динамические микросхемы памяти имеют внутреннюю регенерацию, которая реализуется в промежутках времени между выборками.

Элементы памяти ПЗУ (РПЗУ). Основное требование к такой ячейке - сохранение информации при отключенном питании. Рассмотрим схему однотранзисторной ЗЯ для биполярного ПЗУ.

В эмиттерной цепи транзистора предусмотрена плавкая перемычка (П), которая в необходимых случаях может разрушаться при первоначальном программировании.

При обращении к ЗЯ по адресной линии в случае неразрушенной перемычки в РЛ будет протекать эмитерный ток транзистора. В случае разрушенной перемычки ток протекать не будет.

Элемент памяти ПЗУ может быть выполнен и на МОП-транзисторах. Однако биполярные ПЗУ имеют более высокое быстродействие (время обращения 20…60 нс), но и большую рассеиваемую мощность, чем ПЗУ на МОП-транзисторах (время обращения 200…600 нс).

Репрограммируемые ПЗУ в настоящее время выполняются двух типов. В РПЗУ первого типа матрица элементов памяти изготавливается аналогично матрице ПЗУ на основе МОП-транзисторов, но у которых между металлическим затвором и слоем изолирующего окисла осаждается тонкий слой нитрида кремния (МНОП-транзисторы). Нитрид кремния способен захватывать и сохранять длительное время (до 10 лет и более) электрический заряд. В исходном состоянии транзистор имеет высокое напряжение открывания (10…15)В, которое понижается до рабочих уровней после зарядки слоя нитрида кремния. Чтобы зарядить слой нитрида кремния, на затвор МНОП-транзистора подается высоковольтный программирующий импульс, по амплитуде в несколько раз превышающий рабочие уровни напряжений (15…20)В. При подаче сигнала на адресную линию, подключенную к затворам транзисторов, происходит открывание только заряженных транзисторов. Таким образом, наличие заряда приводит к тому, что ЭП хранит 0, а его отсутствие - 1.

Для стирания записанной информации, т.е. удаления заряда захваченного слоем нитрида кремния, на затвор МНОП-транзистора необходимо подать импульс напряжения противоположный, чем при записи полярности.

Другие варианты ЭП РПЗУ выполняются на МНОП-транзисторах плавающим (изолированным) затвором. Подача высокого напряжения между истоком и стоком вызывает накопление в плавающем затворе заряда, создающего проводящий канал между стоком и истоком. Стирание информации осуществляется облучением транзисторов через кварцевое окно ультрафиолетовым излучением, которое разряжает затворы транзисторов и переводит их в непроводящее состояние.

Стирание информации таким способом имеет ряд очевидных недостатков, которые отсутствуют при электрическом стирании. Для этого в транзисторе выполняется второй управляющий затвор. Однако, ввиду большой площади ЭП, микросхемы РПЗУ с электрическим стиранием имеют в 2…4 раза меньшую информационную емкость, чем микросхемы со стиранием ультрафиолетовым светом.

Параметры интегральных ЗУ.

В номенклатуру параметров ЗУ входят следующие основные величины:

Информационная емкость в битах - параметр, характеризующий степень интеграции.

Удельная мощность - общая мощность, потребляемая в режиме хранения, отнесенная к 1 биту.

Максимальная частота обращения при считывании.

Удельная стоимость одного бита информации. Этот параметр - один из определяющих при сравнительных оценках.

МОП - транзисторные ОЗУ в целом превышают биполярные по информационной емкости, удельной мощности и удельной стоимости, но уступают им по быстродействию. Минимальная удельная мощность свойственна КМОП-схемам, а минимальная стоимость - динамическим типам ОЗУ. Среди биполярных разновидностей максимальное быстродействие характерно ОЗУ в базисе ЭСЛ.

8. ПРИНЦИПЫ СОЗДАНИЯ БОЛЬШИХ ИНТЕГРАЛЬНЫХ ЦИФРОВЫХ СХЕМ

В настоящее время цифровая электроника в подавляющем большинстве базируется на больших и сверхбольших интегральных схемах. В то же время можно сказать, что в основе БИС и СБИС лежит интеграция простых ИС.

Другой принцип формирования заданной структуры БИС на БМК состоит в первоначальном создании кристалла, в котором выполнены все возможные межсоединения элементов. Затем в нужных местах межсоединений делаются разрывы путем локального удаления материала межсоединения методом разрушения.

Для разных типов ПЛМ установленная конфигурация может либо сохраняться при отключении питания, подобно постоянным запоминающим устройствам, либо требуется перезагрузка при каждом новом включении. Управление перезагрузкой может выполнять сама схема ПЛМ, считывая информацию о конфигурации из внешнего ПЗУ.

Известны три способа соединения элементов ПЛМ, обеспечивающих получение на выходах заданного набора функций.

По первому способу соединения создаются в процессе изготовления микросхемы с помощью разрабатываемого шаблона. Такой способ широко используется при создании ПЛМ, входящих в состав серийно выпускаемых БИС, например микропроцессоров, контроллеров периферийных устройств (дисплеев, принтеров и др.).

Второй способ программирования ПЛМ состоит в использовании плавких перемычек для получения необходимой конфигурации соединений элементов (рис. 64, 65). Такой способ программирования потребителем широко используется для создания специализированных комбинационных схем, которые выполняют набор функций для решения определенных задач.

Оба этих способа создания ПЛМ позволяют сохранять ее конфигурацию после отключения питания.

Третий способ программирования также осуществляется потребителем, но вместо плавких перемычек в соединении включены МДП-транзисторы. В закрытом состоянии они разрывают соответствующие соединения, в открытом - замыкают. При этом используются специальные МНОП-структуры, в которых проводящий канал индуцируется под действием заряда, накапливаемого на границе раздела двух диэлектриков под затвором транзистора или МОП-транзисторы с изолированным («плавающим») затвором.

Рис.66. Условное обозначение двухуровневой ПЛМ (S, t, g),

Комбинация матриц М1 и М2 образует двухуровневую ПЛМ (рис. 66).

где S - число входов,

t - число выходов,

g - число промежуточных шин

Сложность ПЛМ оценивается информационной емкостью (общим числом пересечений горизонтальных и вертикальных шин обеих матриц), равной (2S + t)g, где коэффициент 2 перед S учитывает наличие прямых и инверсных значений входных переменных в матрице М1.

9. АНАЛОГОВЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ

9.1 Общие сведения

Аналоговые микросхемы можно разделить на две группы. Первую составляют микросхемы универсального назначения: матрицы согласованных резисторов, диодов, транзисторов и т. д. Сюда также относятся интегральные операционные усилители (ОУ), появление которых является важнейшим достижением аналоговой микроэлектроники. Во вторую группу входят специализированные аналоговые микросхемы, выполняющие некоторые определенные функции, например, фильтрации, компрессию, перемножение аналоговых сигналов.

Работа любого аналогового устройства сопряжена с ошибками, источниками которых может быть технологический разброс параметров элементов, их температурный и временной дрейфы, шумы, наводки. Уменьшение погрешности работы аналоговых устройств - одна из главных задач их разработчиков. Высокая сложность решения этой проблемы вызвала отставание технологии аналоговых микросхем как самостоятельного направления микроэлектроники по сравнению технологиями цифровых микросхем. Серьезным препятствием явился ограниченный набор элементов полупроводниковых микросхем, в частности отсутствие индуктивных элементов и конденсаторов. Трудной оказалась задача разработки небольшого числа типовых структур, которые подобно ЛЭ в цифровых микросхемах могли бы стать основной для аналоговой микросхемотехники.

В настоящее время многие из указанных трудностей преодолены. Разработаны специальные схемотехнические приемы взаимной компенсации нестабильности параметров элементов электрических цепей, при которых точность работы аналогового устройства гарантируется идентичностью характеристик элементов. Особенностью схемотехники аналоговых микросхем является реализация принципа схемотехнической избыточности который несмотря на усложнение изделий, благодаря интегральной технологии, позволяет улучшить их качество.

9.2 Особенности микросхемотехники дифференциальных усилителей

Дифференциальный усилитель (ДУ) является основным узлом важнейшего элемента аналоговой интегральной электроники - операционного усилителя (ОУ). Он состоит из двух одинаковых (симметричных) плеч, каждое из которых содержит транзистор и резистор. Выходным напряжением является разность коллекторных потенциалов, а входным - разность базовых потенциалов.

В общую эмиттерную цепь включен источник тока I0 (генератор тока). Он обеспечивает постоянство суммы Iэ1 + Iэ2 = I0 = const и стабильность рабочей точки токов Iэ0 и напряжений Uк0.

Принцип действия

В основу ДУ положена идеальная симметрия его плеч, т. е. идентичность параметров транзисторов Т1, Т2 и равенство сопротивлений Rк1, Rк2. При этом в отсутствии сигнала токи через транзисторы и коллекторные потенциалы будут одинаковы, а выходное напряжение будет равно нулю. Нулевое значение Uвых так же сохраняется при одновременном и одинаковом изменении токов в обоих плечах. Таким образом в идеальном ДУ дрейф выходного напряжения отсутствует, хотя в каждом из плеч он может быть сравнительно большим.

Подадим на базы транзисторов одинаковые по величине и совпадающие по фазе напряжения Uб1 = Uб2 (синфазные сигналы). Если источник тока I0 идеальный (т. е. Ri = ), то токи в обоих ветвях и коллекторные потенциалы останутся неизменными и выходное напряжение Uвых останется равным нулю. Если Ri , то появится приращение тока I0, но оно распределится поровну между обеими ветвями ДУ и коллекторные потенциалы изменятся одинаково и сохранится Uвых = 0.

Если подать на базы напряжения равной величины, но противоположных знаков (Uб1 и Uб2 = - Uб1), т. е. дифференциальные сигналы, то их разность по определению будет входным сигналом ДУ:

Uвх = Uб1 - Uб2.

Вследствие этого приращения токов и коллекторных потенциалов в плечах ДУ будут одинаковыми по величине, но разного знака. В результате появится выходное напряжение

Uвых = Uк1 - Uк2.

Следовательно идеальный ДУ реагирует только на дифференциальный или разностный сигнал, отсюда вытекает название этого типа усилителей.

Коэффициент усиления синфазного сигнала

В реальном ДУ, в котором оба плеча неидентичны, а источник тока имеет конечное сопротивление, наблюдается влияние синфазной составляющей входного сигнала на дифференциальную составляющую выходного сигнала. Следовательно при

Uвх с = Uвх1 = Uвх2

Uвых с = Uвых1 - Uвых2 0.

Отношение называется коэффициентом усиления синфазного сигнала. Так как этот параметр характеризует степень неидеальности ДУ он должен быть минимизирован. Для случая синфазного сигнала схему ДУ можно представить как показано на рис. 68.

Рис. 68. Схема ДУ для случая синфазного входного сигнала

Коэффициент усиления такой схемы ориентировочно равен:

.

Из приведенного выражения видно, что уменьшения Ас можно добиться увеличением Ri. Значительной величины Ri в случае пассивного резистора без существенного ухудшения других параметров схемы достичь невозможно.

Один из возможных вариантов источников тока.

На схеме UA - падение напряжения на части схемы находящейся выше точки А (рис. 69). У такой схемы большое лишь дифференциальное сопротивление , тогда как статическое внутреннее сопротивление мало. Этой особенностью обладает выходная характеристика транзистора. Например, если составляет (1…5) 103 Ом, то составит (1…5) 105 Ом. За счет последовательной обратной связи (Rэ) это сопротивление может быть увеличено на несколько порядков.

Коэффициент усиления дифференциального сигнала

Если Uвх1 - Uвх2 = Uвх д 0, то происходит перераспределение токов между плечами ДУ, но сумма токов остается постоянной. Усиление ДУ пропорционально крутизне его вольт-амперной характеристики и сопротивлению нагрузки (Rк) т. е. Ад = SRк. максимальное значение крутизны равно , где т - температурный потенциал ( 0,026 В при комнатной температуре). В ДУ значение S близко к максимальному при Uвх д 2т, а уже при Uвх д > 4т усиление практически отсутствует, так как в этом случае перераспределения токов в плечах практически не происходит (рис.70).

Как видно из выражения для Ад его можно увеличить увеличив ток I0 и сопротивление нагрузки. Однако в первом случае увеличивается входной ток ДУ , где h21э - коэффициент передачи базового тока транзистора (коэффициент усиления по току транзистора), что нежелательно, так как уменьшается входное сопротивление ДУ. Во втором случае увеличивается площадь резисторов на подложке микросхемы и возрастает требуемое напряжение питания +En для сохранения активного режима работы транзисторов Т1, Т2, что также недопустимо. Эта проблема решается заменой резисторной нагрузки транзисторной.

Широко распространенная в схема ДУ структура транзисторной нагрузки показана на рис. 71.

Эта схема называется отражателем тока или токовым зеркалом. Если транзисторы идентичны то

Uбэ4 = Uбэ5 при Iк1= Iк2.

Отражатель тока обладает всеми достоинствами источника тока (рис. 69). Выходной ток ДУ

Iвых = Iк1 - Iк2.

Кроме высокого дифференциального сопротивления Т4 и Т5, благодаря тому, что выходным сигналом является разностный ток, синфазные изменения коллекторных токов Т1 и Т2 взаимно компенсируются, что значительно ослабляет синфазные входные сигналы.

Выходное напряжение сдвига

В реальном ДУ при

Uвх1 = Uвх2 = 0

оказывается Uвых 0. Это обусловлено неодинаковым падением напряжения на переходах эмиттер-база транзисторов Т1, Т2 вследствие неидентичности их параметров. Эта разность определяется как входное напряжение сдвига

Uвх сдв. = Uбэ1 - Uбэ2 .

Входное напряжение сдвига действует точно также как дифференциальный сигнал, прикладываемый к усилителю, вызывая выходной сигнал, равный Ад Uвх сдв..

Для обеспечения нормального функционирования ДУ это выходное напряжение сдвига должно быть скомпенсировано.

9.3 Структура операционных усилителей и их параметров

Название операционный усилитель (ОУ) получил от способности выполнять различные операции над сигналами с помощью пассивных цепей отрицательной обратной связи.

Схемотехнически ОУ в основном выполняется по схеме усилителя постоянного тока с дифференциальным каскадом на входе и двухтактным - на выходе, обеспечивающим малое выходное сопротивление.

Для современных интегральных ОУ характерны две структурные схемы: трехкаскадная и двухкаскадная. Трехкаскадная модель, разработанная в 60-х гг. прошлого столетия состояла из входного дифференциального усилителя работающего в режиме микротоков (десятки микроампер), промежуточного усилителя напряжения и компенсации напряжения сдвига и выходного усилителя, определяющего нагрузочную способность ОУ и не участвующего в формировании его коэффициента усиления.

Двухкаскадный ОУ разработан несколько позже после реализации на одной подложке высококачественных интегральных транзисторов разной проводимости. В таком ОУ первый каскад выполняет функции входного ДУ и малосигнального усилителя напряжения. Каскад сдвига уровняв такой схеме ОУ не нужен, так как выходные сигналы первого каскада, построенного по специальной схеме, находятся практически под нулевыми потенциалами. Второй каскад выполняет функции усилителя напряжения работающего в режиме больших сигналов (близких по амплитуде к величине напряжения питания) и эмиттерного повторителя.

Таким образом ОУ - это модульный многокаскадный усилитель с дифференциальным входом, по своим характеристикам приближающийся к «идеальному усилителю» для которого характерно:

бесконечно большой коэффициент усиления по напряжению (А),

бесконечно большое полное входное сопротивление (Zвх),

нулевое полное выходное сопротивление (Zвх0),

равенство нулю выходного напряжения (Uвых = 0) при равных напряжениях на входах (Uвх1 = Uвх2),

бесконечно широкая полоса пропускания (отсутствие задержки при прохождении сигнала через усилитель).

На практике ни одно из этих свойств не может быть осуществлено в полной мере, однако к ним можно приблизиться с достаточной для многих приложений точностью. Условное изображение усилителя приведено на рис. 72.

Если в ОУ неинвертирующий вход заземлен и сигнал подан на инвертирующий вход, то сигнал на выходе будет сдвинутым по фазе относительно него на 180.

Если же инвертирующий вход заземлен, а сигнал подан на неинвертирующий вход, то выходной сигнал будет совпадать по фазе с входным.

Основные параметры операционного усилителя

Коэффициент усиления без обратной связи (А). Коэффициент усиления усилителя в отсутствие обратной связи обычно равен 103 - 107.

Входное напряжение сдвига (Uсдв.). Нежелательные напряжения, возникающие внутри усилителя, служащие причиной появления на его входе некоторого ненулевого напряжения при нулевом напряжении на обоих входах является следствием неточного согласования напряжений эмиттер-база входных транзисторов. Uсдв. называют входным, так как определяют его через то напряжение, которое надо приложить ко входам, чтобы на выходе установился 0 В. Обычно Uсдв. равно сотые доли - единицы милливольт.

Входное сопротивление Rвх. Сопротивление усилителя по отношению к входному сигналу. В зависимости от типа используемых транзисторов во входном ДУ Rвх лежит в диапазоне десятых долей - десятков МегаОм.

Выходное сопротивление Rвых. Обычно Rвых не превышает нескольких сотен Ом.

Максимальное выходное напряжение Uвых max. Его значение обычно на 1…5 В ниже напряжения питания.

Коэффициент ослабления синфазных входных напряжений Ко.сн.. Этот коэффициент определяется как отношение коэффициента усиления для дифференциального сигнала Ад к коэффициенту усиления синфазного сигнала Ас и равен обычно 60…120 дБ (Ко.сн..= 20 lg Ад/ Аc).

Примечание:

Указанные выше параметры заданы для случая входных сигналов нулевой частоты и называются статическими параметрами.

Максимальная скорость нарастания выходного напряжения Vmax. Максимальная скорость изменения выходного напряжения достигает единиц - сотен В/мкс.

Время установления выходного напряжения tуст. Характеризуется временем в течение которого выходное напряжение ОУ при воздействии входного напряжения ступенчатой формы изменяется от уровня 0,1 до уровня 0,9 установившегося значения.

Параметры Vmax, tуст относятся к динамическим параметрам, так как они характеризуют ОУ при изменяющихся входных сигналах.

9.4 Типовые включения ОУ

Неинвертирующий усилитель

Схема усилителя приведенная на рис. 73. позволяет использовать ОУ в качестве неинвертирующего усилителя коэффициент усиления которого определяется внешними сопротивлениями R1, Rос.

Рис. 73. Неинвертирующий усилитель

Чтобы получить выражение для коэффициента усиления данной схемы примем, что входное сопротивление ОУ , а его коэффициент усиления Ад также бесконечно большое т. е. Ад. Следовательно можно считать, что Iсм 0 и поэтому и Uд 0 так как Uд= Uвых /Ад.

Имеем и . Напряжение на инвертирующем входе усилителя равно Uвх + Uд, поэтому

.

Откуда

.

С учетом малости Uд можно записать

Uвх / R1 = (Uвых - Uвх) Rос

Решая полученное уравнение относительно

,

получим

.

Коэффициент Koc называют коэффициентом усиления замкнутого усилителя. Полученное выражение верно когда Ад >>Koc.

В первом приближении входное сопротивление неинвертирующего усилителя со стороны источника сигнала весьма велико

,

а выходное - мало

, где -

коэффициент обратной связи, Адо - коэффициент передачи ОУ на низких частотах.

Частным случаем неинвертирующего включения ОУ является схема повторителя напряжения (рис. 74), обладающего единичным усилением. Так как входное сопротивление усилителя велико, а выходное стремится к нулю, такой усилитель, являясь по существу высокоточным преобразователем импеданса, находит широкое применение в измерительных устройствах.

Инвертирующий усилитель

Схема инвертирующего усилителя приведена на рис. 75.

Рис. 75. Инвертирующий усилитель

Точку А на схеме называют потенциально заземленной, потому что ее потенциал почти равен потенциалу земли, так как Uд 0.

Для этой схемы можно записать

и ,

откуда

.

Знак минус в правой части означает, что выход инвертирован. Полагая Uд 0, получим

.

Коэффициент усиления замкнутого инвертирующего усилителя равен

.

В первом приближении входное сопротивление инвертирующего усилителя на ОУ для входного сигнала

Rвх = R1, а выходное .

Наличие в реальном усилителе токов смещения необходимых для нормальной работы транзисторов входного ДУ вызывает появление статической ошибки

Uсдв вых = Iсм1(R1 // Roc)Ад.

Поскольку токи смещения обоих входов ОУ приблизительно равны данную ошибку можно уменьшить подключением к неинвертирующему входу ОУ компенсирующего резистора

Rк =R1 // Roc (рис. 76).

Дифференциальное включение ОУ

Дифференциальный усилитель (рис. 77) представляет собой комбинацию инвертирующей и неинвертирующей схем.

Рис. 77. Дифференциальный усилитель

С учетом Iсм 0 и Uд 0 составим систему уравнений

,

,

и, решая ее относительно выходного напряжения, получим:

.

Обычно в такой схеме

, ,

поэтому можно записать

.

На основе рассмотренных типовых включение ОУ реализуется большое количество схем различного назначения.

9.5 Частотные свойства операционного усилителя

Амплитудно-частотная (АЧХ) и фазо-частотная (ФЧХ) характеристики одного каскада ОУ

В ОУ отдельные его каскады соединяются между собой непосредственно, и поэтому его АЧХ не имеет спада на нижних частотах. С увеличением же частоты усиливаемого сигнала наблюдается падение коэффициента усиления ОУ. Это объясняется наличием в интегральном ОУ распределенных паразитных емкостей, которые закорачивают высокочастотные сигналы на землю все более и более по мере роста их частоты.

При рассмотрении этого вопроса, распределенные паразитные емкости удобно сводить к одной, емкость которой является суммой всех паразитных емкостей в схеме.

Любой многокаскадный усилитель на высоких частотах можно представить в виде ряда генераторов сигнала KUвх, нагруженных на соответствующие эквивалентные интегрирующие RC-цепи. Количество таких цепей равно числу отдельных каскадов усиления.

Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики одного такого каскада описываются следующими выражениями:

,

.

Если выполняется обычное для ОУ неравенство Rн >>Rвых, то

.

Графическая зависимость от частоты модуля коэффициента передачи напряжения ОУ и сдвига фазы выходного сигнала относительно входного приведена на рис. 78.

Рис. 78. АЧХ и ФЧХ одного каскада ОУ

АЧХ и ФЧХ усилителя обычно стоят в логарифмическом масштабе. На частоте fгр, где резистивное и емкостное сопротивления равны аппроксимированная АЧХ претерпевает излом. На частоте излома усиление усилителя падает на 3 дБ. Начиная с fгр при увеличении частоты в 10 раз (на декаду) во сколько же раз (т. е. на 20 дБ) уменьшается коэффициент усиления по напряжения каскада. Таким образом скорость спада АЧХ за частотой излома составляет -20 дБ/дек или -6 дБ/октаву (октаве соответствует изменение частоты в два раза).

Фазо-частотная характеристика аппроксимируется тремя отрезками прямых, причем наклон прямой составляет - 45/дек, а сопряжение асимптот происходит на частотах 0,1 fгр и 10 fгр при максимальной погрешности аппроксимации 5,7. На частоте fгр ,отставание фазы выходного сигнала по отношению ко входному составляет 45. На частоте fт усиление усилителя уменьшается до 0 дБ или единицы, а фазовый сдвиг достигает -90.

АЧХ и ФЧХ многокаскадного усилителя

Формирование АЧХ и ФЧХ многокаскадного усилителя удобно проанализировать с помощью эквивалентной схемы (рис. 79).

Амплитудно-частотная характеристика ОУ с цепью отрицательной обратной связи

Обычно ОУ используется с цепями обратной связи. Введение, например, отрицательной обратной связи (ООС) позволяет увеличить Rвх, уменьшить Rвых, расширить полосу пропускания, уменьшить искажения. Однако, вследствие сдвига фазы между входным и выходным сигналами ОУ, на некоторых частотах обратная связь может стать положительной. Если на этих частотах коэффициент усиления усилителя больше единицы, то на выходе схемы возникают автоколебания.

Рассмотрим трехкаскадный усилитель, охваченный ООС по напряжению (рис. 81).

Если считать АЧХ усилителя линейной, то Uвых = K0Uвх. Из рис. 81, а следует

,

где

= R1 / (R1 + Rос) - коэффициент обратной связи.

Полагая, что отношение

Uвых/ Uвх = Kос, находим

Kос = А0/ (1 + А0).

Так как А0 велико можно считать .

Таким образом введение ООС уменьшает значение коэффициента усиления и как видно из рис. 81, б расширяет полосу пропускания усилителя. Однако если линия 1/ пересекает АЧХ усилителя в точке, которой соответствует частота большая fкр, усилитель самовозбудится. На частотах выше fкр фазовый сдвиг выходного сигнала достигает -180 или превышает эту величину. Вместе с начальным схемотехническим сдвигом 180 (обратная связь-отрицательная) суммарный фазовый сдвиг по цепи ООС на частоте fкр составит = 360, что и вызовет самовозбуждение схемы в случае Koc = 1/ > 1. Следовательно, глубина отрицательной обратной связи ограничивается условиями устойчивости усилителя. На рис. 81, б возможные значения Koc при которых, усилитель устойчиво работает, лежат в зоне 1.

Отсюда вытекает основное требование обеспечения устойчивости: прямая, соответствующая коэффициенту передачи ОУ с ООС Koc = 1/ должна пересекать участок АЧХ с наклоном -20 дБ/дек. Это обеспечивает максимальный запас фазы по цепи ООС до самовозбуждения, равный 90 (при принятой аппроксимации ФЧХ) на второй частоте среза fгр 2. Реально же этот запас на частоте fгр 2 составляет 45. На частоте fкр этого запаса нет.

В ряде случаев может оказаться достаточным и меньший запас по фазе. Поэтому в ОУ с ООС может быть использована и часть участка АЧХ с наклоном -40 дБ/дек.

Если возникает необходимость построить усилитель, с ООС для которого не удается выполнить условия устойчивости, то в него необходимо внести цепи частотной коррекции. Частотная коррекция сводится в простейшем случае к срезанию лишней полосы частот. Если цепи коррекции выбраны так, что наклон результирующей АЧХ ОУ составляет -20 дБ/дек и она проходит через точку частоты единичного усиления fт, то усилитель имеет полностью скорректированную частотную характеристику (рис. 82). Фазовый сдвиг на высокочастотном участке АЧХ составляет -90, что соответствует максимальному запасу до самовозбуждения 90.

Частотная коррекция осуществляется с помощью внешних или внутренних RC цепей.

Усилители с внутренней коррекцией сохраняют устойчивость независимо от величины обратной связи. Однако такие усилители имеют ограниченную полосу пропускания и не позволяют в полной мере использовать динамические свойства усилителя для Kос>> 1, так как коррекция обычно выполняется для наихудшего случая т. е. Kос = 1.

Скорость нарастания выходного сигнала

Скорость нарастания определяется как максимальная скорость изменения выходного напряжения во времени:

, В/мкс.

Ответить мгновенно на изменение входного напряжения усилитель не может из-за своих внутренних емкостей. Эти емкости в процессе усиления сигнала перезаряжаются, но скорость их заряда ограничена, а следовательно ограничена и скорость изменения выходного напряжения. Скорость нарастания - это мера способности усилителя обрабатывать без искажений большие сигналы и эта способность зависит и от частоты и от выходного напряжения. Эффекты, связанные со скоростью нарастания могут вызвать значительные, не поддающиеся коррекции, искажения сигнала.

Если требуется использовать полную полосу пропускания усилителя, то приходится не допускать большого напряжения на выходе.

Для синусоидального сигнала U = Uа sin 2ft скорость нарастания dU/dt = 2f Uа cos 2ft, а ее максимальное значение составит

V = (dU/ft) max = 2fUа.

В таблице 16 приведены малосигнальные характеристики некоторых типов ОУ компании Dallas Semiconductor (фирма Maxim).

10.1 Цифро-аналоговые интегральные преобразователи

Цифро-аналоговые преобразователи предназначены для создания выходной аналоговой величины, соответствующей цифровому коду, поступившему на вход преобразователя.

Простейший ЦАП можно построить на основе ОУ с весовыми резисторами на входе (рис. 83). Каждый из аналоговых ключей K0 … KN -1 может находиться в одном из двух состояний: закрытом или открытом.

Рис. 83. Простейший ЦАП с весовыми резисторами на входе

Сопротивление резисторов соседних разрядов отличаются в 2 раза. Выходное напряжение ЦАП является функцией полного сопротивления резистивной матрицы которое в свою очередь определяется состояниями ключей, т. е.:

, где

, a K = [1, 0].

Выбрав Eon, R, Roc таким, чтобы было справедливо равенство

получим ЦАП имеющий 2N состояний.

Точность такого преобразователя определяется разбросом и стабильностью параметров резисторов матрицы, аналоговых ключей, ОУ. При большой разрядности ЦАП технологически очень трудно выполнить резисторы с перепадом сопротивлений в 2N -1 раза. Технологически удобно изготовлять резисторы по возможности с одинаковыми сопротивлениями. В этом случае необходимый коэффициент передачи эталонного напряжения формируется с помощью многозвеньевого делителя напряжения на основе матрицы сопротивлений типа R - 2R рис. 84.

Рис. 84. ЦАП с резистивной матрицей типа R - 2R

Такая схема имеет коэффициент использования эталонного напряжения равный 2/3 в то время как в предыдущей этот коэффициент равен 1.

Однако, несмотря на этот недостаток и на большее число элементов схемы, резистивная матрица типа R - 2R имеет преимущество как более технологичная.

В рассмотренных схемах ЦАП время выполнения операции преобразования определяется быстродействием ключевых схем и переходными процессами в резистивных цепях, обусловленными наличием паразитных емкостей. Второй фактор для этих схем является основным, так как значения сопротивлений обычно выбирают довольно большими, что бы пренебречь погрешностями, вносимыми конечным сопротивлением электронных ключей. С этой точки зрения схема (рис. 84) обладает более низким быстродействием, так как содержит больше паразитных емкостей и в ней используется многозвенный принцип передачи напряжения.

В рассмотренных схемах ЦАП в качестве ключей используются аналоговые коммутаторы, как на биполярных, так и на полевых транзисторах. Главным требованием, предъявляемым к таким ключам является их низкое, стабильное во времени сопротивление в открытом состоянии.

Параметры ЦАП

Характеристика преобразования (ХП). При подаче на вход ЦАП цифровых двоичных комбинаций, управляющих состояниями ключей и меняющихся от 0 до, 2N - 1 , на его выходе появится ступенчато нарастающее напряжение. Высота каждой ступени соответствует шагу квантования Uкв. Так как Uкв определяет минимальное значение выходное напряжения аналогового сигнала

Uвых min = Uкв,

при выборе его значения необходимо учитывать также шумовые факторы, погрешности усиления масштабирующих усилителей.

Относительная разрешающая способность определяется как величина обратная числу уровней квантования

.

Абсолютная разрешающая способность - численно равна шагу квантования

,

где Uпш - напряжение полной шкалы, соответствующее максимальному выходному напряжению, 2N - 1 - количество ступеней квантования.

Абсолютная погрешность преобразования dпш показывает максимальное отклонение выходного напряжения в конечной точке реальной характеристики преобразования от выходного напряжения в конечной точке идеальной характеристики преобразования (рис. 86).

Рис. 86. Погрешности преобразования ЦАП

Абсолютная погрешность преобразования оценивается в процентах или долях единицы младшего разряда (ЕМР). ЕМР - среднее значение ступени квантования по всей характеристике преобразования.

Нелинейность преобразования ЦАП dлн определяет максимальное отклонение реальной ХП от идеальной и оценивается также в долях ЕМР.

Дифференциальная нелинейность преобразования ЦАП - dдиф.лн численно равна максимальной разности двух соседних шагов квантования.

dдиф.лн = Uвых 2 - Uвых 1

Дифференциальная нелинейность также оценивается в долях ЕМР.

Время установления tуст выходного напряжения или тока - интервал времени от начала изменения выходного двоичного кода от минимального до максимального значения до момента когда выходной аналоговый сигнал достигнет заданной величины.

Максимальная частота преобразования fпр - наибольшая частота смены входных кодовых наборов.

В табл. 17 приведены типичные параметры некоторых современных микросхем ЦАП компании Dallas Semiconductor (фирма Maxim).

10.2 Аналоговые компараторы напряжения

Компараторы являются одним из основных узлов любого аналого-цифрового преобразователя и во многом определяют его параметры. Компаратор осуществляет сравнение входного напряжения Uвх с пороговым значением Uпор и формирует выходной логический сигнал 1 или 0 зависимости от знака разности сравниваемых сигналов.

Основными параметрами компараторов являются чувствительность и быстродействие.

Под чувствительностью, или разрешающей способностью, понимают минимальную разность входных аналоговых сигналов, при которой компаратор изменяет свое состояние по выходу. Разрешающая способность реального компаратора (рис. 87) является функцией

коэффициента усиления и величины логического перепада выходного напряжения.

а б

Рис. 87. Схема простейшего компаратора - а; временная диаграмма компаратора - б

Основой компаратора обычно являются операционные усилители. Компаратор, представленный на рис. 87, позволяет сравнивать сигналы одинаковой полярности. Для приведения уровней выходных напряжений к стандартам цифровых схем используются специальные формирующие цепи. Для уменьшения времени переключения в компараторах применяют положительные обратные связи.

На основе ранее рассмотренных типовых включений ОУ реализуется большое количество схем компараторов различного назначения.

10.3 Аналого-цифровые преобразователи

Аналого-цифровой преобразователь (АЦП) - устройство, преобразующее значение непрерывной аналоговой величины в эквивалентный ей цифровой код.

10.3.1 Временная дискретизация непрерывных сигналов

Процедура преобразования непрерывных сигналов в цифровую форму состоит из двух этапов: дискретизации сигналов по времени и квантования по амплитуде. Наиболее важным с точки зрения вносимых погрешностей преобразования является первый этап.

Временная дискретизация непрерывного сигнала заключается в накоплении его отсчетов, взятых через некоторый постоянный или изменяющийся интервал времени T , называемый периодом дискретизации (рис. 88).

Для того чтобы функция U*(t) полностью отображала U(t), необходимо определенным обра-зом выбирать T и .

Согласно теореме Найквиста-Котельникова непрерывный сигнал U(t) с максимальной частотой в спектре fВ полностью описывается выборочными значениями U(nT), взятыми через интервал времени

, т. е.

.

Так как все реальные сообщения (сигналы) имеют практически безграничный спектр, то T выбрать можно лишь приблизительно. Поэтому дескретизированный сигнал отображает исходный непрерывный с некоторой точностью, зависящей от T.

На практике интервал дискретизации T, полученный исходя из выше приведенных соображений, уменьшают в 2…5 раз.

В процессе аналого-цифрового преобразования, который длится некоторое время Дta = t2 - t1 (рис. 89.), сигнал (переменный) изменяет свое значение на некоторую величину ДUa .

Интервал времени Дta = ф называют аппертурным временем, а величину ДUa - аппертурной ошибкой:

.

Кроме того, значение двоичного кода, полученное в момент времени t2 не будет соответствовать значению сигнала в момент времени t1, с которым этот код отождествляют.

Оценим величину аппертурной ошибки в зависимости от аппертурного времени на примере гармонического сигнала U0 sin щ0 t.

Максимальная производная синусоидального сигнала равна:

Откуда

ДUa max = U0 щ0Дta .

Если потребовать, чтобы ДUmax не превышала единицы младшего разряда (в двоичном коде), то для N-разрядного АЦП должно выполняться условие:

,

где U0 = 2N , ДUmax = 1.

Полученное выражение позволяет оценить требуемое аппертурное время АЦП при преобразовании сигнала с щВ = щ0 при заданной ошибке преобразования как

.

Проведем сравнительный анализ величин Дta и T. Из теоремы Котельникова следует, что

, а ,

тогда

.

Полученные ограничения на Дta предъявляют очень жесткие требования к быстродействию АЦП. В быстродействующих АЦП данная проблема решается путем применения устройств выборки-хранения (УВХ). УВХ запоминают уровень преобразуемого сигнала в точке t1 (рис. 89) и хранит этот уровень до момента t2 . Это позволяет существенно уменьшить аппертурную ошибку, а аппертурное время АЦП увеличить до величины практически равной интервалу дискретизации.

10.3.2 Структура микроэлектронных АЦП

В полупроводниковых АЦП наибольшее распространение получили три известных принципа преобразования:

последовательного счета;

поразрядного кодирования (последовательного приближения);

параллельного преобразования.

АЦП последовательного счета

Простейший АЦП данного типа и его временная диаграмма представлены на рис. 90.

АЦП состоит из компаратора, ЦАП, двоичного счетчика, выходного буферного регистра. После команд СБРОС и ПУСК, подаваемых на АЦП, импульсы тактового генератора начинают увеличивать показания счетчика, а, следовательно, и выходной сигнал ЦАП Ч(t) ступеньками по Дx. Компаратор определяет разницу между Ч и Б. Если окажется, что Ч - Б > 0, компаратор вырабатывает сигнал СТОП, счетчик останавливается и индицирует двоичный код, эквивалентный входному сигналу Uвх = Б. Недостатком такой схемы АЦП является ее низкое быстродействие, зависящее от величины входного сигнала.

а б

Рис. 90. Структура АЦП последовательного счета - а, временная диаграмма - б

Например, пусть fT = 10 мГц и число разрядов счетчика N = 12. Максимальное число импульсов заполнения счетчика , тогда максимальная частота отсчетов входного сигнала составит Fотсч ? fT/K ? 107/(4 · 103) = 2,5 · 103 Гц, а высшая частота в спектре входного сигнала не может превысить Fв ? 1,25 · 103 Гц.

АЦП последовательного приближения

Упрощенная схема АЦП последовательного приближения приведена на рис.91.

После пуска схемы первым тактовым импульсом регистр памяти (РП) устанавливает старший разряд ЦАП в единицу. При этом, если Uвх > UЦАП, то компаратор подтверждает состояние РП и ЦАП. Следующим тактовым импульсом единица устанавливается в следующим за старшим разряде. Если окажется, что Uвх < UЦАП , последняя установленная в ЦАП единица заменяется компаратором на ноль, и очередная единица записывается в последующий разряд. Описанные выше действия повторяются до N-го младшего разряда. Таким образом, после N тактов сравнения Uвх и UЦАП, в регистре памяти сформируется N-разрядный двоичный код, который является цифровым эквивалентом входного аналогового сигнала.

Рис. 91. Схема АЦП последовательного приближения

В такой структуре АЦП полное время преобразования составит N · ДT, где ДT длительность одного такта.

При той же частоте тактового генератора fT = 10 мГц и разрядности ЦАП N = 12 преобразование будет выполнено за 12 периодов fT, т. е. частота отсчетов входного сигнала достигнет Fотсч = fT/12 = 107/12 = 830 кГц, а высшая частота преобразуемых сигналов FВ ? 400 кГц.

АЦП параллельного преобразования

Повысить скорость преобразования в АЦП можно используя параллельный набор возможных значений эталонного напряжения вместо их последовательного чередования, характерного для обоих рассмотренных выше принципов преобразования.

Упрощенная структура АЦП параллельного преобразования приведена на рис. 92.

Основным элементом N-разрядного АЦП являются 2N - 1 компараторов напряжения. На один из двух входов каждого компаратора подается свое опорное напряжение, формируемое резистивной матрицей. Разность между опорными напряжениями двух соседних компараторов равна Um / 2N-1. Другие входы объединены, и на них подается входной сигнал. На выходах компараторов устанавливаются напряжения нуля или единицы, соответствующие сигналам на входах компараторов в момент прихода фронта тактового импульса.

После окончания импульса опроса в компараторах хранится информация о мгновенном значении входного сигнала, представленная в виде (2N - 1) -разрядного слова. Дешифратор представляет это слово в виде N-разрядного кода, который хранится в буферном регистре.

Поскольку каждая из 2N - 1 градаций входного сигнала оцифровывается отдельным компаратором, то время преобразования в таком АЦП определяется временем переключения компаратора и является минимально возможным.

Рис. 92. Структура АЦП параллельного преобразования

Параметры ЦАП

Статические параметры АЦП во многом по смыслу аналогичны статическим параметрам ЦАП и рассмотрены в предыдущих параграфах.

Среди динамических параметров АЦП основными являются:

максимальная частота преобразования - частота дискретизации входного сигнала;

аппертурное время - время, в течение которого сохраняется неопределенность между значением выборки и временем, к которому оно относится;

аппертурная неопределенность - случайное изменение аппертурного времени в конкретной точке характеристики преобразования;

время кодирования - время, в течение которого осуществляется непосредственное преобразование установившегося значения входного сигнала (время от начала импульса запуска до появления выходного кода).

Параметры некоторых наиболее типичных микроэлектронных АЦП компании Dallas Semicondfctor (фирмы Maxim )приведены в табл. 18.

Перспективы развития и применения цифровой интегральной электроники

Основное направление, в котором работают разработчики интегральных микросхем, - повышение степени интеграции. Это можно обеспечить двумя путями: увеличивая плотность упаковки элементов (уменьшая их площадь, включая площадь металлической разводки) и увеличивая размеры кристалла. Оба пути связаны с решением сложных технологических задач. Не менее сложны и возникающие при создании БИС схемотехнические проблемы, поэтому решение и технологических, и схемотехнических проблем должно осуществляться одновременно и комплексно.

Опыт разработки БИС выявил ряд общих проблем, которые ограничивают повышение степени интеграции и которые нужно решать в процессе дальнейшего развития микроэлектроники.

Проблемы теплоотвода. При увеличении плотности компоновки происходит сближение элементов на кристалле. Это неизбежно ведет к возрастанию удельной мощности, рассеиваемой на единице площади. В современных кремниевых ИС допустимая удельная мощность на кристалле без дополнительного теплоотвода не превышает 5 Вт/см2. Следовательно, допустимая мощность для кристалла площадью 20 мм2 составляет не более 1 Вт. При средней мощности 0,5 мВт, потребляемой одним ИЛЭ, на указанном кристалле удается разместить не более 2000 логических элементов.

Для преодоления этого ограничения используется микрорежим транзисторов и таких схем, которым микрорежим свойствен. Например, для того чтобы на той же площади 20 мм2 разместить 10 000 вентилей, нужно использовать ИЛЭ с потребляемой мощностью не более 0,1 мВт, т.е. ИЛЭ типа КМОП.

Попытки увеличения степени интеграции за счет увеличения площади кристалла также наталкиваются на существенные трудности. Ограничения накладываются неизбежными дислокациями (дефектами структуры) поверхности полупроводника. Любая дислокация в пределах БИС означает негодность транзистора или отдельной ИС, соответственно негодной может оказаться и БИС в целом. Следовательно, увеличение площади кристалла сопровождается увеличением процента брака.

Проблема межсоединений. Высокая сложность современных БИС может быть реализована только при использовании систем автоматизированного проектирования. Несмотря на это, в большинстве БИС не удается сделать разводку межсоединений в одной плоскости без пересечений. Поэтому для БИС характерна многослойная разводка, расположенная обычно в 2-х или 3-х плоскостях. Изоляция слоев друг от друга и соединения между слоями представляют собой особую технологическую проблему.

Контроль параметров. Электрический контроль параметров БИС до ее помещения в корпус осуществляется с помощью контактных измерительных зондов, подключаемых к контактным площадкам выводов БИС.

Если предположить, что БИС имеет 50 выводов, и учесть, что на каждом выводе может быть два значения «0» или «1», то для полноценной проверки функционирования БИС (только в статике) потребуется 250 1015 измерений. При длительности каждого измерения 1 мкс контроль одной БИС займет около 25 лет.

Следовательно, контроль должен быть выборочным, а количество измерений не должно превышать 200 - 300. Причем судить о работоспособности БИС можно будет с определенной вероятностью.

Физические ограничения на размеры элементов. Размеры элементов современных БИС лежат в пределах единиц и менее микрометров. Уменьшение размеров элементов БИС приводит к появлению дополнительных ограничений.

Во-первых, начинает сказываться неравномерное (статистическое) распределение примеси в полупроводниках, т. е. количество атомов примеси на участках одинаковой площади будет различным, а, следовательно, будут различаться по параметрам элементы, сформированные на этих участках.

Во-вторых, возрастет роль технологических допусков.

В-третьих, возрастают напряженности электрических полей, и полупроводниковый слой приобретает нелинейные свойства.

Установлено также, что при линейных размерах менее 1 - 2 мкм определенную роль начинают играть шумовые флюктуации, влияние космического излучения и естественный радиационный фон Земли.

Все это свидетельствует о том, что при размерах менее 1 мкм микроэлектроника становится самостоятельным научно-техническим и технологическим направлением.

Страницы: 1, 2, 3